Dampfradioforum

Stimmt, Dirk,

die Stromquelle Q15 bleibt ja aktiv und zieht den Ausgang ungeregelt zur negativen Versorgung. Das habe ich übersehen.

Ich vermisse übrigens Abschlusswiderstände an den Basen von Q5, Q6, Q7, Q12 und Q13. Mit offener Basis dauert es sehr lange, bis die Transistoren wieder sperren. Bei hohen Frequenzen sind dann beide Zweige überlappend gleichzeitig leitend. Vielleicht sind R12 und R30 in Wirklichkeit hinter den Dioden D2 und D4 und ein Widerstand an der Basis von Q5 wurde übersehen.

Hat zufällig jemand ausführliche Datenblätter der verwendeten Transistoren?


Bist du sicher? A301D ist ein Näherungsschalter-IC, Nachbau des TCA205 oder TCA305 von Siemens.

Bernhard

und dort ist der Kathodenwiderstand der KU612 nur 10 Ohm groß.


Die neue Silizium - Röhre von TESLA.

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MfG Volkmar

Alle Stufen schwingen, nur der Oszillator nicht !

Aus zwei Gründen:
1. -Vorbereitungen und
2. Warten auf Freitag:


Scherz beiseite:

Bei sehr großem Laststrom fällt kurzzeitig viel Spannung über die Gegenkopplungswiderstände (hier R14 und R15 oder R20 und R21) ab. Bei anderen Schaltungen können dann über den Zweig der Ruhestromeinstellung (hier Q9) Basis-Emitter-Dioden des anderen Zweigs, der gerade nicht leitet, zu hoch umgepolt werden. Basis-Emitter-Dioden brechen üblicherweise bei etwa 6 V durch. Bei deiner Schaltung kann das aber nicht passieren (soweit ich die Möglichkeiten durchgespielt habe) und die Dioden D2 und D4 sind tatsächlich entbehrlich. Vermutlich wurden sie als "Angstdioden" aus früheren Schaltungen kopiert.

--> D2 und D4 durch Drahtbrücken ersetzten, dann wirken R12 und R30 als Basis-Abschlusswiderstände. Außerdem muss dann die Ruhestromeinstellung (mit R22 an Q9) um eine Diodenschwelle reduziert werden.

Bei deiner Schaltung kann die Basis-Emitterstrecke von Q16 rückwärts fast durchbrechen, bei der ist keine Diode eingebaut: Positive Halbwelle, Laststrom = 20 A. Dann ist die Spannung über R14 bzw. R15 ca. 5 V. Kollektor von Q2 liegt dann 5 V + 4 Diodenschwellen über der Ausgangsspannung. Über die Ruhestromeinstellung (Q9) liegt dann die Basis von Q16 5 Diodenschwellen tiefer, also 5 V - 1 Diodenschwelle über der Ausgangsspannung. Die Basis-Emitterdiode von Q16 bricht dann gerade noch nicht durch und dieser Verstärker liefert vermutlich keine 20 A. Das ist hier also nicht kritisch.

Bei den Strombegrenzungen Q8 und Q10 sind zum Schutz die Dioden D1 und D3 enthalten, da hier die Kollektor-Basis-Diode leitend wird und der Transistor dann im Rückwärtsbetrieb einschalten würde. Diese Dioden müssen bleiben.

B-Betrieb ist mit dieser Schaltung möglich, der Klirrfaktor steigt dann etwas an. R12 bzw. R30 bestimmen den Ruhestrom von Q5 bzw. Q11, an ihnen liegt die Spannung von zwei Diodenschwellen, I = 1,3 V / 47 Ohm = 30 mA. Wenn D2 und D4 entfallen, müssten die Werte von R12 und R30 ohnehin halbiert werden. Nochmalige Halbierung macht die Endstufe ein wenig schneller, verdoppelt allerdings die Verlustleistung von Q5 und Q11.

Ich vermute, die offenen Basen (auch von Q5) sind der Grund, dass die hohen Frequenzen ziemlich "niedergeknüppelt" werden. Besonders C9, dessen Wirkung mit Q11 (als "Millerkapazität") verstärkt wird. Bei kleinerer Kapazität wird die Schalung schwingen. Damit die obere Hälfte nicht viel schneller ist, muss sie mittels C4 auch verlangsamt werden.

Über die Bauteilwerte kann ich keine quantitativen Aussagen machen, ich habe keine ausführlichen Datenblätter der verwendeten Halbleiter. Prinzipiell wäre das eine schöne Schaltung zum Simulieren, sofern man halbwegs passende Bauteilmodelle (besonders der Transistoren) hätte.

Bernhard

Kann es sein, dass die KD504 evtl. eine Widerstandsbeschaltung integriert haben?

Die Parallelschaltung Q12/Q13 ist hinsichtlich der Stromaufteilung auch nicht so optimal.

Gruß Dirk

Wenn ich mir das innenleben so anschaue, dann erinnert es mich an die KV400 aus ddr zeiten.
Könnte ein nachbau sein.
Vieleicht helfen die daten und pläne von diesem weiter.

Ja so ein wenig.
Viele wurden davon nicht mehr gebaut.
Wieviele endstufen trasen hast du denn drin?
Und welche art von eingang ist denn da drin?
Versuch es mal unter Görlitzer V400 ohne K.
Aber viel ist da im netz nicht zu finden, weil zu selten.
Ich schreib mal nen kolegen an, der hat mit dem Vermona und Görlitzer kram viel um die Ohren.

Hi,
er schaut mal was er finden kann. Dauert aber ein wenig.
Weil weihnachtsstress usw.
Mfg Chris

KD504 - wenn ich die Reihe aus der TESLA-Tabelle fortsetze, müsste das ein selektierter KD503 sein, Selektionskriterium U_CEO > 100 V. Das würde hier passen, denn der Verstärker wird mit 100 V betrieben.

Die Selektion kann man auch selbst durchführen, man braucht lediglich eine Gleichspannungsquelle > 100 V (bevorzugt um 200 V, hat jedes Röhrenradio), einen Widerstand und ein hochohmiges Voltmeter. Üblicherweise wird U_CEO bei 1 mA angegeben.

Beispiel:
U_Netzteil = 180 V,
--> R = (U_Netzteil - U_CEO) / I = (180 V - 100 V) / 1 mA = 80 kOhm

Der Widerstandswert muss nicht genau eingehalten werden, die Belastbarkeit sollte mind, 0,5 W betragen. Durch den Transistor fließt ein geringer Strom, der ihn nicht schädigt.

Bernhard

Das liegt immer an meiner Eile.
Werde es mir hinter die Ohren schreiben.

Hallo PL504,

ich schätze, wenn die Endstufe erst mal heiß ist, steigt der Ruestrom auf mehr als den zehnfachen Wert, das kann zum thermischen Selbstmord führen. Q9 muss mit den Endstufentransistoren thermisch gekopplelt sein

Verzerrungen werden erst unter Last (4 Ohm?) auftreten, darunter gibt es Verzerrungen fast nur durch die begrenzte Flankensteilheit.

Ich würde an Q16 keine Diode einbauen. Egal wo im Basiszweig, sie verlangsamt die Abschaltung von Q16 enorm, weil Q15 über R25 dann keine Ladungsträger aus der Basis von Q16 (zum Sperren) mehr abziehen kann. Normalerweise dürfte die maximale inverse Basis-Emitter-Spannung 5 V nie ganz erreichen.

Ich würde eher D2 und D4 entfernen und R12 und R30 halbieren (und vor Wiedereinschalten die Ruhestromeinstellung um R22 anpassen). Von R22 würde ich noch einen Widerstand in Reihe schalten zum Emitter von Q9, damit der Einstellbereich von R22 nicht mehr so hyperkritisch ist. Außerdem würde ich einen Sicherheitswiderstand (um 22 kOhm) zwischen Basis und Kollektor von Q9 legen. Falls der Schleiferkontakt von R22 unterbricht, führt das jetzt zur Zerstörung der Endstufe, mit Sicherheitswiderstand dagegen sinkt der Ruhestrom auf Null.

Hat schon jemand die Schaltung in LTspice eingegeben, damit man/ich sie zerstörungsfrei simulieren kann?

Gruß Bernhard

Jetzt sieht das daoch schon ganz gut aus.

Ein paar kleine Verbesserungen, z. B. die Ergänzumg von Emitter-Widerständen der Leristungstransistoren für die negativen Halbwellen, kann man vermutlich noch nachziehen.

Von den billigen NF-Kleinsignal-Transistoren gibt es nur wenige Typen, die unter vielen verschiedenen Namen in unterschiedlichen Gehäusen verkauft werden. Dazu kommen Selektionen nach Sperrspannung, Stromverstärkung und Rauschen.

Das kleinste Kristall haben die Transistoren der Familien
- BC107/BC177 (TO-18)
- BC147/BC157 (SOT-25)
- BC547/BC557 (TO-92) (= BC182/BC212 und BC237/BC307)
- BC167/BC257 (TO-92 mit Kollektor in der Mitte wie z. B. beim 2SC1815/2SA1015)
- BCX59/BC79 (TO-92, mit Bonddrähten aus Gold)
- BC847/BC857 (SOT-23) (= BCW60/BCW61 und BCX70/BCX71)

Die SF127/SF117 enthalten das nächst größere Kristall, das gibt es in zwei Varianten:
Kleine Spannung und hohe Verstärkung:
- BC141/BC161 (TO-39)
- BC337/BC327 (TO-92)
- BC817/BC807 (SOT-23) (= BCW66/BCW68)
Hohe Spannung und geringe Verstärkung:
- SF127/SF117 (TO-39)
- BCX41/BCX42 (SOT-23)
In Westeuropa hat sich bei den bedrahteten Typen mit hoher Spannung kein Standard durchgesetzt.
--> Die SPICE-Modelle von infineon für BCX41 und BCX42 müssten ziemlich gut passen.

Der Basis-Emitter-Durchbruch (bei ca. 8 V) ist bei SPICE nicht modelliert, auch nicht bei den SPICE3-Modellen. SPICE wurde für die IC-Entwicklung entwickelt und dort liegt die Durchbruchspannung je nach Diffusion wesentlich höher. Den Durchbruch muss man z. B. mit einer anti-parallel geschalteten Diode (mit ca. 8 V Schwellenspannung) selbst modellieren. Da die Sperrschicht im Betrieb in der Regel nicht durchbrechen soll, lässt man die Diode gleich weg und beobachtet nur die Spannung zwischen Basis und Emitter, ob auch tatsächlich keine zu hohen Werte auftreten.

Bernhard

2N5551/2N5401 sind auch okay, sie sind ein wenig schneller als die SF... Die Modelle sind ja auch nicht sehr genau.
Manchmal muss man den Parameter "BF" (maximale Stromverstärkung) etwas anpassen, wenn man eine bestimmte Verstärkungsgruppe will. Die Modelle wurden oft von irgendwelchen Fremdfirmen aufgrund von Messungen an wenigen Mustern erstellt und die zeigen dann nicht immer mittlere (typische) Eigenschaften. Bei Transistormodellen von Philips (Valvo, NXP) ist oft "XTB = 0" (Stromverstärkung ist völlig unabhängig von der Temperatur) angegeben. Das zeigt, wie schlampig manche Modelle erstellt sind.

Unter Last sinkt die Spannung an den Puffer-Elkos ziemlich ab, das können durchaus 25 % sein. Damit ist die Dauerleistung (Sinusleistung) etwa halb so hoch wie die Impulsleistung. Das ist auch völlig okay, denn man hört ja meistens Musik oder Sprache mit Impulsen.

Die Endstufe ist ziemlich unsymmetrisch aufgebaut. Für positive Halbwellen sind drei Basis-Emitter-Schwellen in Reihe (Dreifach-Darlington-Schaltung), bei negativen nur eine (Quasi-Darlington-Schaltung). Deshalb ist der untere bereits bei kleinerer Spannung aktiv. Und bevor die Spannung über Q9 (Ruhestromeinstellung) ausreicht, ist nur Q15 leitend und zieht den Ausgang zur negativen Versorgung.

C8 muss nicht besonders geladen werden, in erster Näherung liegt an ihm im Betrieb keine Gleichspannung.
Trotzdem:
Q14 liefert ca. 1,5 mA, duch Q1 und Q3 fließen dann je 0,75 mA (wenn sie völlig gleich wären).
Der Basisstrom von Q1 beträgt 0,75 mA / B = 5 µA (Annahme: B = 150)
Der Basisstrom kommt vom Ausgang (Spannung = 0) und fließt durch R17. An der Basis von Q1 und damit über C8 liegt also -5 µA · 100 kOhm = -0,5 V.
Das ist schon ziemlich viel. Wenn der Eingangswiderstand etwas kleiner darf, würde ich R5 und R17 (die beiden müssen gleich sein) halbieren auf 47 kOhm und ebenfalls R8 halbieren, damit der Verstärkungsfaktor gleich bleibt.
Außerdem würde ich C8 wenden, obwohl die meisten Elkos kleine negative Sapnnungen vertragen.

Die untere Grenzfrequenz beträgt jetzt 1 / (2 · pi · R8 · C8) = 1 / (2 · pi · 2,2 kOhm · 100 µF) = 0,72 Hz.
Wenn R8 auf 1 kOhm verkleinert wird, steigt sie auf 1,6 Hz.
Ich würde C8 eher noch verkleinern auf 10 µF (untere Grenzfrequenz = 16 Hz) und dafür eine höhere Spannungsfestigkeit wählen. Mit höherer Spannungsfestigkeit ist der Reststrom kleiner, auch bei Verpolung.

Ein Relais am Ausgang finde ich einen sehr guten Vorschlag. Der Einbau bedeutet allerdings etwas mehr Aufwand. Deine Einschätzung "ewige Baustelle..." passt also.

Bernhard

Die Schaltung vom 2N3055-Selbstbau finde ich auch besser. Den PGH-Verstärker würde ich trotzdem nicht so weit umbauen, das käme einem völlig neuen Innenleben gleich.

Der Basisstrom von Q1 (5 µA) fließt durch R17, deshalb fällt über R17 0,5 V ab. Da der Ausgang (out) auf 0 V abgeglichen wird und der Strom in die Basis hinein fließt, wird die Spannung hinter R17 (an der Basis von Q1) eben negativ. Der Leckstrom durch C8 ist unbekannt, denn habe ich nicht berücksichtigt.

Am Eingang liegt ebenfalls ein Hochpass: C2 mit R5, Grenzfrequenz = 11 Hz. Normalerweise legt man die Hochpässe etwa auf die gleiche Frequenz. dann ist die Steilheit höher.

Falls du R5 und R17 halbierst, damit der Arbeitspunkt stabiler und die Spannung über C8 geringer wird, muss auch C2 verdoppelt werden.

Bei deinem 2N3055-Selbstbau ist sogar die Eingangsstufe symmetrisch ausgelegt. Hier fließt bei Transistoren mit gleichen Eigenschaften gar kein resultierender Eingangsstrom.

Vollständig symmetrisch ist dein 2N3055-Selbstbau aber nicht: Die Leisungstransistoren sind nicht komplementär, sonst müsste einer ein pnp-Typ sein, z. B. MJ2955.

Bernhard