Dampfradioforum

Hallo Zusammen,

aktuell bastele ich ja immer noch an meinem Röhrenkopfhörerverstärker mit ECC81 und 6n6p. Als Ausgangsübertrager kommen 50-VA-Ringkerntrafos (Netztrafos von der Stange) zum Einsatz, die ich sekundärseitig neu bewickelt habe (Klick).

Die sich durch den SE-Betrieb zwangläufig ergebene Vormagnetisierung des Übertragerkerns kompensiere ich durch Einspeisung eines Konstantstromes (entsprechend dem Übersetzungsverhältnis) in eine Extra-Sekundärwicklung (Klick).

Mittlerweile habe ich den Verstärker mit allen Komponenten provisorisch aufgebaut und auch ein wenig gemessen.

Das Bild 1 im Anhang zeigt eine Testmessung (Notebook, Win-XP, E-MU 0202 USB 2.0 Audio Interface, E-MU ASIO-Treiber, DIY-ARTA-Anschlussbox, Tools: ARTA und STEPS) als Bodediagramm. Die dB-Achse ist nicht kalibriert, zur Einschätzung des Amplituden- / Phasenganges sollte aber auch eine unkalibrierte Messung ausreichen.
Bei der Messung ist keinerlei Gegenkopplung aktiv (keine induktive Kathoden-GK und keine Rückkopplung von der Anode der Endröhre zurück auf deren Gitter oder auf die Vorstufe).
Im linken Bereich des Bildes ist eine Frequenzgangmessung am KHV in der Beschaltung "Sekundärwicklung: 30 Ohm, Ohmsche Last: 30 Ohm" dargestellt. Das obere Bild zeigt die Messung ohne Ruhestrom-Kompensation, das untere mit. Man erkennt beim Betrieb ohne Kompensation der Vormagnetisierung deutlich den Abfall der Signalpegel schon bei Frequenzen unterhalb ca. 500 Hz. Mit der Kompensation (CCS an einer Sekundärwicklung des AÜ) sieht der Frequenzgang hingegen IMHO recht gut aus, besonders im unteren Frequenzbereich. Das rechte Bild zeigt dieselbe Messung an der 600-Ohm-Wicklung bei 600 Ohm (ohmscher) Last.

In einem weiteren Versuch habe ich die Wirkung der Kathoden-Gegenkopplung (getrennte Sekundärwicklung des AÜ im Kathodenzweig der Endröhre) getestet. Ich habe zwei Wickel auf dem RKT als AÜ dafür vorgesehen, die den Impedanzen von 10 Ohm und 20 Ohm bezogen auf das Übersetzungsverhältnis (Ra = 3 kOhm) entsprechen. Zwei Wickel deshalb, weil ich etwas am Grad der GK noch in Grenzen variieren können wollte. Die Messergebnisse (STEPS) an der 600-Ohm-Anzapfung (R_Last = 600 Ohm) sind im zweiten Bild des Anhangs gezeigt.

Die Wirkung der GK ist erkennbar. Die Gesamtverstärkung sinkt etwas, der Bassbereich im Bodediagramm wird linearer.

Was mir nun aber nicht gefällt, ist der Anstieg der Amplitude ab ca. 4 kHz. Bei ca. 22 kHz ist ein Peak erkennbar (Resonanz?). Auch sieht man im Phasengang ab ca. 4 kHz sehr viele "zappelhafte" Sprünge, was mich etwas beunruhigt.

Ich habe aktuell versucht der Primärwicklung des Übertragers ein RC-Glied parallel zu schalten, um die Höhen zu bedämpfen. Aber trotz zahlreicher Variationen (C: 4,7nF bis 22 nF, R: 0Ohm bis 6kOhm) änderte sich am Amplituden- und Phasengang fast Nichts.
Hat Jemand eine Idee, was ich hier noch versuchen könnte?
Eine Idee wäre noch das Anodensignal der Endröhre auf deren Gitter zu rückzukoppeln über einen Kondensator mit Widerstand in Reihe, so dass die Höhen und höheren Mitten stärker gegengekoppelt würden. Aber dann hätte ich zur (induktiven) Kathodengegenkopplung noch eine weitere Gegenkopplung an der Endröhre, was möglicherweise nicht so vorteilhaft ist.

Über Tipps, wie ich den Frequenzgang "begradigen" könnte, würde ich mich freuen.

Der Schaltplan und ein Bild vom "Küchentisch"-Messaufbau ist angefügt. Die Anodenspannungsversorung und auch die beiden Konstantstromquellen sind im Halbleitern aufgebaut (siehe mein "Leiterplatten-Thread").

Viele Grüße
Steffen

PS: Ich habe zu dem Projekt einen Parallel-Thread in der Röhrenabteilung des Hifi-Forums. Dieser Thread ist dort historisch "gewachsen". Aktuell komme ich aber nicht so recht weiter, daher hoffe ich, die Behandlung meines Projektthemas wird hier dennoch geduldet.

Hallo Steffen,

wenn der Phasengang wirklich so wie auf den Screenshots ist wirst Du mit den Ringkerntrafos
nicht glücklich.
Ich sehe da 15 Sprünge von 180 nach -180°..
Da bekommst du aus der Gegenkopplung mehrere Mitkopplungen wenn die Phase plötzlich wechselt.

Gruß Stefan

Hallo Stefan,

Danke Dir für die Einschätzung.

Ja diese vielen Sprünge bereiten mir Sorgen. Was ich nicht verstehe, die Phasensprünge treten auch schon bei der einfachen Betriebsart auf, wo ich noch keinerlei Gegenkopplung aktiviert habe (erstes Bild im Ausgangspost). Bei dieser Messung war die Stromkompensation für die Vormagnetisierung des Kerns deaktiviert und auch die induktive Kathodengegenkopplung war inaktiv. Die Kathode der Endröhre lag über einen ohmschen Widerstand an Masse. Allerdings wirkt so die inhärente Stromgegenkopplung am ohmschen Kathodenwiderstand, da ich keinen Kathodenelko vorgesehen habe.

Kann denn ein Übertrager allein (ohne Gegenkopplungen) solche "Zicken" machen? Eigentlich bin ich von einem kontinuierlichen Phasenanstieg ausgegangen, diese sprungartigen Wechsel habe ich so nicht erwartet (und auch noch nirgendwo gesehen).

Was mich auch noch wundert ... das Musikhören funktioniert relativ gut mit dem Teil, sowohl mit einem 30-Ohm-Kopfhörer an der 30-Ohm-Wicklung als auch mit einem 600-Ohm-KH an der 600-Ohm-Wicklung.
Aber so wie der Phasengang aussieht, kann / will ich den Amp ja nicht lassen.

Beste Grüße
Steffen

Hi,

ich habe solche Phasengänge noch nicht gesehen,
normal steigt der Winkel mit zunehmender Frequenz an, aber springt nicht so häufig.

Bei meinem VS 56 Clone hatte ich solch einen Anstieg oberhalb 20 kHz der mit zunehmender
Frequenz immer stärker wurde. Bei ca. 28 kHz war dann der Winkel so groß das aus
der Gegenkopplung eine Mitkopplung wurde -> es gab bei hoher Aussteuerung Schwingungen und
einen starken Verstärkungsanstieg durch die zunehmende Mitkopplung.
Unter 20 kHz war der Phasengang maximal bis 30° Abweichung ( geschätzt mit analogem Oszi ).
Ich habe dann mit einem Dämpfungskondensator an der Vorstufen-Triode die obere Grenzfrequenz
heruntergesetzt bis ich keine Probleme mehr mit der Schwingenigung hatte.

Ich bin mir nicht sicher ob deine Kathodengegenkopplung eine Rolle spielt, die würde ich erstmal
rausnehmen und dann messen.
Falls der Phasengang immer noch so verrückt aussieht würde ich einen einfachen SE-Übertrager
aus einem Röhrenradio testweise anschließen und schauen.

So könnte man den Ringkern als Ursache ermitteln bzw. ausschließen.

Gruß Stefan

Hallo,

irgendwie passen die 'wilden' Phasensprünge nicht zu dem recht kontinuierlichen Amplitudenverlauf. Ich kann mir das bei der recht übersichtlichen Schaltung nicht wirklich so vorstellen...

_________________
...und glüht auch die Anode rot, ist die Röhre noch nicht tot.

Mit freundlichen Grüßen, Peter R.

Hallo Steffen,

die 'Phasensprünge' dürften durch die Grafik-Darstellung Deines Programms (Arta) bedingt sein. Das Programm kann offenbar keine Phasendifferenz >360° (+/-180°) darstellen. Wird die Differenz größer, fängt es wieder bei Null bzw. -180° an zu zählen. Ich kenne dieses Programm nicht. Vielleicht kan man das Verhalten in den "Einstellungen" ändern.


"den Frequenzgang begradigen" ist nicht ganz trivial. Im Moment habe ich leider zu wenig Zeit für hilfreiche Hinweise. Ich werde versuchen, in den nächsten Tagen noch einmal darauf zurückzukommen. Falls sich das Problem bis dahin nicht auf andere Weise gelöst hat.

Gruß

Heinz

Hallo Zusammen,

habt besten Dank für Eure Antworten.

Ich habe eben einmal direkt das Soundinterface (EMU 0202) mit ARTA.STEPS vermessen (der Ausgang des Interfaces ist mit beiden Messeingängen (2-Kanal-Messung) des Interfaces direkt verbunden), die Messung ist im Bildanhang dargestellt.

Somit scheint mein Röhren-KHV gar nicht das Hauptproblem zu sein. Die Messungen mit ARTA-STEPS waren meine ersten Versuche mit diesem Tool. Und scheinbar traf bei meiner Messung der alte Spruch zu, "wer misst, misst (oft) Mist" (oder interpretiert das Messergebnis falsch).
Das Hauptprogramm ARTA hatte vorgiges Jahr schon ein paar mal im Einsatz, allerdings zum Ausmessen von Lautsprechern, dabei stellte sich das Problem der Darstellung des Phasenganges in der Form nicht, bzw. hatte ich es nicht als solches wahrgenommen.

Es gibt daher, wie Heinz angemerkt hat (besten Dank für den Hinweis ), in ARTA.STEPS offensichtlich ein Darstellungsproblem des Phasengangs. Ich habe einen Testdatensatz mal exportiert, dieser sieht wie folgt aus:




Genau dies ist bei ARTA.STEPS offensichtlich der Fall. Ich finde auch leider keine Option, die "Verrechnungsart" bzw. Skalierung des Phasenganges in den Programmoptionen zu ändern.

Das bedeutet nun, dass meine gemessenen Amplitudengänge wahrscheinlich korrekt sind, nur passen die Phasengänge (in der Darstellungsart) nicht dazu (Peter hat das quasi auch so gesehen), bzw. man muss diese mit dem "Umbruch" bei -180°/+180° "uminterpretieren".

Habt ihr evt. einen Tipp für ein Messprogramm, welches zusammen mit einer USB-Soundkarte einen Verstärker ausmessen kann und ein Bodediagramm (Amplitude und "korrekt dargestellte" Phase) ermitteln kann? Ich suche gleich aber auch noch mal selbst, ob ich im Netz etwas finden kann.


Das Problem des Höhenanstiegs am KHV bleibt dann aber aktuell bestehen. Wenn ihr hier noch Ideen hättet, wie ich diesen "bekämpfen" kann, würde ich mich freuen.
Meine induktive Kathoden-Gegenkopplung (eigene sekundäre AÜ-Wicklung in den Kathodenzweig der Endröhe eingeschleift) linearisiert den Amplitudengang lediglich im unteren Frequenzbereich. Auf den Amplitudenanstieg ab ca. 4 kHz hat diese Gegenkopplung wenig bis keinen Einfluss, warum das so ist, drüber rätsele ich auch gerade.

Bis hier hin erst einmal.

Beste Grüße
Steffen

Hallo Steffen,

Du könntest noch versuchen den Höhenanstieg mit einem Kondensator zwischen Gitter und Anode der Endröhre zu bedämpfen, hier sollten wenige pf genügen. Oder zwischen Gitter und Masse der Vorröhre. Oder indem Du einen Kondensator parallel zu der Kathoden-GK schaltest. Wie das reagiert kann ich dir nicht sagen. Ich schalte bei einer "Standard-GK", also Lautsprecherausgang zu Kathode Vorröhre auch immer einen Kondensator parallel zu dem GK-Widerstand und bedämpfe so die schon o.a. Peaks die durch die Resonanzen bei hohen Frequenzen entstehen.

Viele Grüße
Frank

_________________
Viele Grüße aus der Pfalz!

Nicht nur alte Radios klingen schön, sondern auch alte Flugzeuge klick

Hallo Zusammen,

ich muss mich an dieser Stelle zunächst entschuldigen.

Offensichtlich habe ich durch mangelhaftes Messen ein Problem "kreiert", was eigentlich keines war. Aber ihr habt mich auf den richtigen Weg gebracht.

Zwei wesentliche Fehler meiner Messungen habe ich nun herausgefunden ...
1.) Wie zuvor geschrieben, stellt ARTA.STEPS die Phase von -180 bis +180 Grad dar. Ich habe auch keinen Weg gefunden dieses Darstellungs- und Messdatenspeicherungsformat zu ändern.
2.) Die antiseriellen Z-Dioden (zum Schutz der ADC des Messinterfaces) in meiner selbstgebauten ARTA-Messbox machten bei meinen Messungen offensichtlich massive Probleme. Die Messspannung war durch Spannungsteiler zwar im sicheren Bereich, so dass die Z-Dioden das Messsignal nicht begrenzten, dennoch vermute ich aktuell, dass die Kapazitäten der Z-Dioden bei meinen Messungen eine signifikante Rolle für den Hochtonanstieg gespielt haben könnten.

Ich habe nun also ...
1.) das Software-Tool "REW" (Room EQ Wizard) installiert. In diesem Tool kann man die Darstellung des Phasengangs umschalten (-180° bis +180° und -360° bis 0° bzw. 0° bis 360°).
2.) meine Mess-Adapter-Box entfernt und die Signale direkt gemessen. Den max. Spannungspegel am 30-Ohm-Ausgang meines KHV verträgt der ADC des Messinterfaces, für den 600-Ohm-Ausgang habe ich einen einfachen Spannungsteiler aus 2 Widerständen (10 kOhm und 2,2 kOhm (Messabgriff)) genutzt.

Damit sehen meine Messungen nun sehr viel besser aus. Der Höhenanstieg ist quasi nicht mehr vorhanden. Auch sieht der Amplitudengang recht gut aus. Für die Beurteilung der Phasengänge hätte ich gern Eure Meinungen gehört.

Den Messungen nach zu urteilen komme ich auf einen Übertragungsbereich von 10 ... 15Hz bis 24kHz (-3dB) (mit Kompensation des Ruhestromes), sofern ich diesmal meinen Messungen trauen kann. Die Messungen beziehen sich auf einen Eingangssignalpegel des KHV von ca. 300 mV_rms, welcher meinen Berechnungen und der LT-Spice-Simulation nach im Kopfhörer leicht über 100mW erzeugen sollte (an allen Anzapfungen des AÜ mit entprechender Lastimpedanz).

Was mich noch etwas betrübt ist der aktuell am Testaufbau gemessene Klirrfaktor.
An der 600-Ohm-Wicklung des AÜ (R_Last = 600 Ohm) habe ich mit REW eine THD (Summe aller prozentualer Oberwellenanteile) von 20,6% bei Aufbau ohne Kathodengegenkopplung, mit Kathodengegenkopplung errechnet mir REW anhand der Messungen einen THD-Wert von 4,6 %. LT-Spice hatte mir für die Schaltung in der Simulation 0,2% "vorhergesagt", wobei hier sicher die Diskrepanz vom Model-Übertrager zum realen Übertrager eine wesentliche Ursache der unterschiedlichen Ergebnisse darstellt.

Aber vielleicht hat ja noch Jemand einen Tipp, wie ich den Klirrfaktor noch etwas reduzieren kann.
Viel Spannungsverstärkungsreserven für eine weitere Gegenkopplung bestehen leider nicht. Möglicherweise könnte man den Arbeitspunkt der Vorröhre (ECC81) und/oder deren Betriebsspannung noch optimieren?

Ich bin auch nicht sicher, inwieweit Störungen durch meinen provisorischen Messaufbau in das Messergebnis einfließen. Bei Hörtest hatte ich noch etwas Brummen und auch eine Eingangsempfindlichkeit (Eingangs-Buche, Eingangs-Poti).

Ich hänge noch ein paar Fotos an ...
* Sound-Interface: Messung In->Out direkt, zum Prüfen der Messsoftware und der Funktionalität
* REW (Room EQ Wizard), Bildschirmfoto einer Messung
* BodePlots der Messungen am 30-Ohm-Wickel unter ohmscher Last (Ziel: ca. 100 mW im Kopfhörer, Ue = 300 mV_rms für Vollaussteuerung)
* BodePlots der Messungen am 600-Ohm-Wickel unter ohmscher Last (Ziel: ca. 100 mW im Kopfhörer, Ue = 300 mV_rms für Vollaussteuerung)
* Klirrfaktormessung: 600-Ohm-Wickel unter ohmscher Last
[Hinweis: dB-Achse in den Diagrammen nicht kalibiert, Verwendung eines Spannungsteilers bei der Messung am 600-Ohm-Wickel. Daher sind die Messungen: "30-Ohm" und "600-Ohm" in Bezug auf die absolute dB-Wert-Angabe nicht vergleichbar.]

Beste Grüße
Steffen

Hinweis woher der Sägezahn kommt:
Ein solcher Phasengang deutet sehr deutlich auf ein fixes "Delay" zwischen Eingang und Ausgang hin, in deinem Fall ~1ms. 1ms Verzögerung bei 1kHz sind eben 360°, bei 2kHz sinds 720° bei 3kHz dann 1080° .. genau da sind die Sprünge zu sehen. Wenn ich dieses Muster sehe, schreit(!) das "Delayline".

Diese Verzögerung kann nicht durch den Messaufbau kommen, sie entspräche einer Leitungslänge von rund 300km, oder einer Grenzfrequenz um 159Hz (1kHz / 2pi) herum (bei Filter 1. Ordnung).

Er kann aber sehr wohl durch digitale (FIR-)Filter in der Soundkartensignalverarbeitung entstehen. Derartige SW hat meistens eine Funktion um das mittels eines "Thru"-Standards, also einer Direktverbindung von Eingang- und Ausgang, herauszukalibrieren. Das würde übrigens auch deine Schutzschaltungen herauskompensieren. Bessere benutzen auch z.B. den linken Eingang als Referenz (direkt mit dem Ausgang verbunden) und den rechten Eingang als Messeingang. Die Eigenheiten der Soundkarten müssen trotzdem herausgerechnet werden, ist also sowas nicht vorhanden, kannst du keine reale Phase messen und der Amplitudengang ist bestenfalls zweifelhaft.

Nebenbemerkung: Bei einem HF-VNWA brauchst du ohne saubere SOLT (Short, Open, Thru, Load)-Kalibrierung gar nicht erst anfangen, da kannst du gleich wilde Krakel auf ein Papier malen und dass deinen Plot nennen, wäre auch nicht weiter von Realität weg .. und das da ist auch nur ein VNWA für Audio.

Gruß,
Christian

Hi,

das mit der Soundkarte klingt logisch.

Zum THD - wenn ich Zeit finde mache ich mal einen Messaufbau nach der Schaltung und messe
dann "analog" ohne PC.
Aber die Werte sind sehr hoch, entweder stimmen da die Arbeitspunkte überhaupt nicht oder es ist sonst etwas im Argen.

Ich nutze Hameg HM8027 Klirrfaktormessgerät + HM8037 Klirramer Sinusgenerator.
Phasenmessung dann ebenfalls analog mit 2 Kanal Oszi.

Da ich auch noch an einen KH-Verstärker dieses Jahr ran will verfolge ich das mal.

Gruß Stefan

Hallo Christian, Hallo Stefan,

habt vielen Dank für die Hinweise.

Die Sache mit dem fixed-Delay ist interessant. Ich denke, ich werde mich die kommenden Tage noch mal intensiver mit meinem Messaufbau befassen müssen.

Die Messungen mit ARTA.STEPS hatte ich über meine DIY-ARTA-Messbox zweikanalig gefahren. Ausgegeben wird das Ausgangssignal des Soundinterfaces am linken Ausgangskanal. Dieses geht direkt in Line-In-L des Soundinterfaces (quasi als Referenz) und an den Eingang des zu messenden KHV. Das Ausgangsignal des KHV geht an Lin-IN-R des Soundinterfaces (eigentliches Messsignal).

Im REW-Programm konnte ich bisher nur einkanalig messen (ohne Referenzsignal), eine zweikanalige Option habe ich bisher noch nicht gefunden. Allerdings kann man in den Einstellungen eine Kalibrierung vornehmen. Dazu verbindet man den Ausgang des Soundinterfaces mit beiden Eingängen des selbigen und startet die Kalibrierungsroutine. Kanalabweichungen sollen so gespeichert und später (bei der eigentlichen Messung) vom Programm automatisch verrechent werden.

Wegen der Z-Dioden ... Ich hatte mit "diesen Dingern" schon einmal ein Problem an einem OTL-Röhren-KHV. Dort hatte ich ebenfalls antiserielle Z-Dioden als Ausgangsschutz verbaut. Bei dem Amp war es so, dass trotzdem ich, was den Spannungspegel des Ausgangssignales anbelangt, weit von der Durchlassspannung der Z-Dioden war, der Verstärker zu schwingen begann, was er ohne die Z-Dioden nicht tat. Der Amp arbeitete intern mit einer rel. hohen Gegenkopplung, so dass ich vermute, dass sich die Kapazität der Z-Dioden hier negativ auswirkte. Daher hatte ich bei meinem aktuellen Problem in Bezug auf die Messung des Phasengangs am aktuellen KHV mit RKT auch gleich an die Kapazitäten der Z-Dioden gedacht, die möglicherweise das Verstärkerverhalten beeinflussen.

Noch mal zum Klirrfaktor ... ich habe eben noch mal meine LT-Spice-Simulation an den aktuellen praktischen Aufbau angepasst. Die Schaltung ist als Bild im Anhang dieses Posts angefügt. Die Schaltung der Stromkompensation (zur Beseitigung der Vormagnetisierung im RKT AÜ) ist der Vollständigkeit halber auch mit angefügt. LT-Spice berechnet mir einen Gesamtklirr (THD) von 1,4%. Das ist leider auch nicht gerade wenig. Gemessen hatte ich mit dem aktuellen Messsaufbau an der realen Schaltung 4,6% (mit maximaler Kathoden-GK und ca. 100mW Ausgangsleistung).

Ich fürchte, ich muss hier doch noch etwas an den Arbeitspunkten "drehen". Ein Kennlinienfeld der 6n6p mit den aktuellen Arbeitsgeraden habe ich angefügt und beim Neuzeichnen auch festgestellt, dass die max. Anodenspannung im Signalbetrieb (AC) (LT-Spice Simulationsdaten) ziemlich gering ist und die Arbeitskennlinie nicht so wirklich gut verläuft, mit Kathoden-GK komme / überschreite ich sogar in den kritischen Bereich, was -Ug anbelangt.

Habt ihr möglicherweise Ideen, was ich arbeitspunkttechnisch verändern könnte?

• Die Primärinduktivität des RKT kann ich leider nicht wirklich messen. Mein Schätzeisen (Komponententester) "sagt" etwas um die 50H, aber zur Messung derartiger Induktivitäten ist das Teil leider nicht vorgesehen. Ein "richtiges" Induktivitätsmessgerät habe ich leider nicht.
• Als Ra sind die 3kOhm auch fix, da die RKT fertig gewickelt sind, daran kann ich leider Nichts mehr ändern.
• Reserven habe ich aber was die Betriebsspannung anbelangt, hier könnte ich nach oben gehen, sowohl Trafo als auch die Netzteile hatte ich dafür ausgelegt. Da ich zwei Anodennetzteile habe (aktuell für jeden Kanal eines), könnte ich Vor- und Endröhren mit unterschiedlichen Spannungen betreiben, hätte dann aber vermutlich weniger Kanaltrennung. Allerdings erhöhe ich mit einer höheren Ub bzw. Ua für die Endröhre auch den ri der Endröhre, was sich evt. negativ auf die untere Grenzfrequenz der Signalübertragung durch den RKT (mit angenommenen 50H Primärinduktivität) auswirken könnte.

Viele Grüße
Steffen

Hallo Steffen,

4.6% von was? Deine Software gibt hier einen pauschalen Wert aus von dem ich nicht erkennen kann, wie er eigentlich zustande kommt. Normalerweise mißt man den Klirrfaktor bei einer bestimmten Frequenz und einer bestimmten Ausgangsspannung oder -leistung. Vielleicht gibt die "Gebrauchsanweisung" des Programms darüber Auskunft.
Wie es scheint, hast Du auch bei sehr hoher Aussteuerung, vielleicht zu nahe an der Übersteuerungsgrenze gemessen. Sind 100mW am Kopfhörer nötig? Meine Kopfhörer brauchen nur wenige mW für normale Abhörlautstärke.


Da kann man nicht mehr sehr viel drehen. Weder bei der ECC81 noch bei der 6N6P. Bei letzterer bist Du durch den festen Arbeitswiderstand von 3kOhm weitgehend festgelegt. Wie Du am Kennlinienfeld sehen kannst, bringt es nichts, die Lastkennlinie parallel zu sich selbst nach höheren Spannungen zu verschieben. Die ECC81 ist keine besonders gute Wahl für NF-Verstärkung. Sie wurde als VHF-Additiv-Mischröhre entworfen und verwendet. Eine solche Mischröhre funktioniert umso besser, je stärker die Krümmung der Ia/Ug-Kennlinie ist (hohe Mischsteilheit). Für NF-Verstärkung wünscht man sich normalerweise genau das Gegenteil. Ich würde statt der ECC81 eine ECC83 verwenden.


Andere Möglichkeiten, die Verzerrungen zu verringern?
Ich kann hier nur vorstellen, was ich in dieser Situation tun würde: Ich würde zunächst auf lokale Gegenkopplung in der Schaltung verzichten und die gewünschte Verstärkung z.B. 10V/V per Überalles-Gegenkopplung einstellen. (z.B. 220 Ohm in die Kathodenleitung der Vorröhre und 2k7 vom 600-Ohm-Abgriff an die Kathode der Vorröhre.) Falls sich dann ergibt, daß der Verstärker zu Eigenschwingungen neigt, kann man schrittweise die Leerlaufverstärkung durch zusätzliche lokale Gegenkopplung verringern bis er stabil arbeitet.

Nur nebenbei:
Der Klirrfaktor bei hoher Aussteuerung nahe des Maximalwerts ist in meinen Augen einer der am wenigsten aussagekräftigen Meßwerte eines Verstärkers. Jedenfalls soweit der Höreindruck betroffen ist.
Ein Musiksignal hält sich zum weitaus überwiegenden Teil der Zeit in der Nähe von Null Volt auf (wenn man mal von modernen "loudness war"-konform ausgesteuerten Pop-Musik-Aufnahmen absieht). Maximalpegel werden normalerweise nur impulsweise erreicht. Dort spielt der Klirrfaktor dann keine große Rolle mehr. Entscheidender für den Höreindruck ist eher das Verzerrungverhalten im Bereich von Null bis vielleicht 20% Vollaussteuerung.

Gruß

Heinz

Hallo Heinz,

hab vielen Dank für Deine Antwort und Deine Tipps.

soweit ich die Anleitung zum REW-Tool verstanden habe, zeigt das Ergebnisdiagramm die tatsächlichen SPL-Pegel der Grundwelle und der Oberwellen an (braune untere Kurve).
Aus den Pegeln in dB werden dann (vermutlich über die Faktoren) die prozentuellen Anteile jeder Oberwelle in Bezug auf die Grundwelle errechnet. Das Ergebnis der Messung stellt dann der Summenwert der prozentualen Anteile der Oberwellen 2 bis 9 zuzüglich dem Rauschanteil dar (THD_H2...9 (bei meiner Messung 4,62%)).
Aber ich muss mich hier noch etwas einlesen.

Bei meinem aktuellen Messaufbau bin ich auch nicht sicher, inwieweit Störeinflüsse noch in die Messung eingehen, durch den teils "fliegenden" Aufbau sind einige Leitungen (viel) zu lang und auch die Masseführung ist suboptimal. Das wird aber erst im eigentlichen Geräteaufbau besser werden. Aktuell muss ich noch möglichst gut an verschiedene Teile des Amps herankommen und zu messen bzw. Änderungen vorzunehmen.

Die Messungen hatte ich eigentlich bewusst bei fast Vollaussteuerung des Amp (Eingangsspannung ca. 300mV_eff für ca. 100mW im Kopfhörer) durchgeführt. Die Übersteuerungsgrenze liegt hier aber in der Tat schon sehr nahe. Viel mehr als 150mW werde ich aus dem Amp nicht herausbekommen können.

Ich meine mal "irgendwo" gelesen zu haben, dass es sinnvoll (bzw. fair) sei, den Amp so zu vermessen, wie er später auch benutzt wird und dass Klirrangaben, z.B. gemessen bei 1 Watt, eines z.B. 20-Watt-Verstärkers keine sonderliche Aussage haben, bzw. einen evt. bei Vollaussteuerung dann viel höheren Klirrgrad verschweigen.
Aber klar, Musik ist viel impulshaftiger und dynamischer als ein 50Hz oder 1kHz Sinussignal und damit weniger werden die Leistungsgrenzen eines Amp bei "normaler" Musik nicht so extrem ausgereizt, wie durch einen Dauersinus mit hohem Pegel.

Im Grunde ist das mein erster Amp, den ich mal selbst versuche zu vermessen, daher nehme ich hier Hinweise sehr gern an.

Mit den 100 mW im Kopfhörer ist das so eine Sache. Ich habe hier einen AKG K-240 Monitor (Over-ear, halboffene Bauweise) mit einer Impedanz von 600 Ohm. Dieser ist mit einer Nennbelastbarkeit von 200 mW angegeben (Schalldruckpegel: 88 dB).
Weiterhin habe ich einen Veho Z8 (On-ear, geschlossene Bauweise), welcher eine Impedanz von 32-Ohm aufweist und mit einer Empfindlichkeit von 92 dB spezifiziert ist.

Den 32-Ohm-Veho-Z8 kann der KHV in seinem aktuellen praktischen Aufbau absolut (über)ausreichend versorgen (Volume-Poti auf ca. 60% macht fast schon Schmerzen). Bei der Ansteuerung des AKG K-240 Monitor kann ich mein Volume-Poti aber auf 100% aufdrehen, dann ist es zwar sehr laut aber ich hätte hier schon gern noch ein wenig Reserve, auch weil nicht jedes Musikstück (besonders von digitalen Quellen) vom Aufnahmepegel her gleich ist.

Ziel für den DIY-Amp war es auch, dass ich so gut wie jeden KH mit ausreichend Lautstärke betreiben kann. Mit Kopfhörern höre ich in der Regel schon sehr laut Musik. IMHO ist das ja gerade ein großer Vorteil, dass man auch in Mietwohnungen mit Kopfhörern mal wirklich laut Musik genießen kann.

Das mit der ECC81 (VHF-Additiv-Mischröhre) wusste ich bisher nicht. Ich hatte die Röhre ursprünglich gewählt, weil sie auch bei moderaten Anodenspannungen einsetzbar ist und mir beim Erstentwurf des Amps das µ von 60 für die Vorstufe und meine geforderte Spannungsverstärkung am optimalsten erschien.
Ich hatte in der Simulation auch schon mal mit einem Kathodenelko in der Vorstufe gearbeitet, dieser hat die THD in der LT-Spice-Simulation etwas (aber auch nicht sehr viel) verbessert. Damit wäre auch mehr Potential zum gegenkoppeln.

Die ECC83 habe ich eben auch mal im LT-Spice ausprobiert. Aber mit dieser Röhre (µ ca. 100) komme ich, was die THD anbelangt, aktuell nicht wirklich geringer. Warum erschliesst sich mir aktuell leider nicht, eigentlich müsste ich die THD durch mehr GK doch senken können. Im Anhang habe ich mal eine Beispiel-Simulation unter LT-Spice als Bild angefügt (THD hier: 1,85%). In dem Beispiel habe ich auch versucht statt mit der Kathoden-GK der Endröhre eine globale GK einzusetzen. Weil ich den Ausgang in jedem Fall potentialfrei haben möchte, habe ich die getrennte GK-Wicklung des Übertragers dazu genutzt (und nicht den (spannungspotenteren) 600-Ohm-Abgriff).

In LT-Spice habe ich jetzt schon an vielen Parametern "gedreht" (Art und Grad der GK, Anodenspannungen, Anodenströme, in Grenzen auch an UB, sowohl mit ECC83 als auch mit ECC81) aber unter 1% THD komme ich leider in keiner Konstallation.

Der Ursprungsgedanke für den Amp bei mir war auch, mit möglichst wenig Gegenkopplung auszukommen. Man liest immer wieder von intermodularen Verzerrungen (TIM), und ich wollte daher auch selbst mal einen wenig gegengekoppelten Röhren-Amp bauen und hören. Stramm gegengekoppelte Röhren- (und Halbleiter) KHV habe ich ja schon.
Vielleicht muss ich dann aber auch mit dem höheren Klirrgrad "leben" ...

Dieser Text erst einmal als kleine Antwort auf die von Dir genannten Fragen. Für weitere Tipps und Hinweise bin ich natürlich sehr dankbar.

Beste Grüße
Steffen

Hi,

ich habe mal gerade grob überschlagen - bitte korrigiert mich wenn ich falsch liege :

Eingangsspannung : 300 mV eff -> 0,84V ss
Verstärkung der ECC grob 45 fach ( aus Kennlinie )
das ergibt eine Spannung von ungefähr 38V ss an der Anode der ECC raus.

Das passt dann mit AP der 6N6 meiner Meinung nach garnicht zusammen.

Gefühlt müsste der Ra von der 6N6 bei 9k liegen.
Bei Ua 80V, 30 mA, Ug 0V bis Ua 250V, 11,5mA, Ug -12V.
Vollaussteuerung bei Ug 12Vss.

Gruß Stefan