Verzerrungen eines einfachen Transistor Impedanzwandlers

[Nachwuchsbastler]

Guten Abend,

ich bastle im Moment weiterhin an einer Phono Vorstufe nach Dr. Corinth mit umschaltbaren Kennlinien, das Original ist mit ECC808 (Mikrofoniearme ECC83) bestückt. Ich habe stattdessen die Russische 6N2P, welche eine sehr ähnliche Kennlinie besitzt, eingeplant. Die Ausgangsstufe war Original mit einer ECC88 bestückt und Trafosymetrisch, da mir ein unsymetrischer Ausgang reicht habe ich einen Kathodenfolger mit der russischen Version der Spanngitterröhre EC86 gebaut. Der Ausgang ist also schön niederohmig.

Das Problem ist jetzt, bei kapazitiver Last (=Kabel) fängt so ein Kathodenfolger zwangsläufig an zu verzerren weil die Kapazität viel schneller geladen werden kann als entladen. (niedriger Ri der Röhre, hoher Kathodenwiderstand zur Einstellung des Arbeitspunkts) Ich benötige also noch eine Treiberstufe die Dieses Problem umgeht. Herausgekommen ist etwas einfaches mit Transistoren, Schaltung im Anhang.

Die einzigen Besonderheiten sind die beiden Konstantstromquellen, die gibt es damit der Offset nicht von der Symmetrie der Versorgungsspannung abhängt. In Serie zu R3 soll ein Poti zum abgleichen des Offsets.

Ich frage mich nun wie stark die Verzerrungen so einer einfachen Schaltung sind, die Corinth Schaltung zerrt mit <0,3% Klirr. Wäre schade durch so eine Maßnahme die technischen Daten zu versauen. In einer LTSpice Simulation war eine Starke unsymmetrische Belastung der Quelle zu sehen die ich mir nicht erklaren kann, ich gehe von einem Fehler in der Simulation aus (?)
Außerdem komme ich im Moment absolut nicht darauf wie ich den Eingangswiderstand Abschätze wegen der Verwendung von Stromquellen. Könnt Ihr mir vielleicht weiterhelfen?

vielen Dank schonmal!

PS: Damit es besser in die Zeit der Röhren passt werden die Transistoren eher BC107 & BC178. Die sind rauscharm genug dafür und ich habe so viele in meiner Bastelkiste das ich nicht mehr weiß wohin damit.

lg,
Jan

[glaubnix]

Hallo Jan,

der Eingangswiderstand des Emitterfolgers ist in etwa der, mit B, in den Eingangskreis transformierte Lastwiderstand. Bei
deiner Schaltung besteht der Lastwiderstand aus dem eigentlichen 22 Ohm RL + dem 22 Ohm Emitterwiderstand. Bei einem
B von 200 wäre der Ri ca. 8,8k. Die Innenwiderstände der Konstantstromquellen kannst du dabei vernachlässigen.

Ungünstig ist die Verwendung eines gepolten Elkos am Ausgang. Wenn deine Emitterfolger korrekt symmetriert ist, kannst
du den Koppelkondensator ohnehin entfallen lassen.

Auch der Elko im Eingang ist nicht wirklich zu empfehlen. - Die HIFI Freaks, besonders diese aus dem Voodoo Cirlcle würden sich
dabei die Haare raufen - sofern noch vorhanden.

Wenn du die Schaltung simulierst, kannst du auch den Eingangswiderstand ermitteln, indem du einen Widerstand in Reihe zum
Generator legst und dir den Spannungsabfall über diesen anzeigen lässt. Im vorliegenden Fall wären 10k sinnvoll.

Letztlich können meines Wissens auch die Elkos bei den Konstantstromquellen entfallen. Vielleicht melden sich hier noch einige
Experten zu Worte.

Nachsatz: Eben verriet mir Wikipedia, dass es eine Band "Voodoo Circle" gibt - die meinte ich aber nicht, sondern diese, welche
mit rein Goldenen Netz-Sicherungen arbeiten und dabei noch heraushören, dass diese falsch herum gepolt wurden.

[Bosk Veld]

Hallo Jan,

ich habe Deine Schaltung auch mal in LTspice aufgebaut. Weil ich keine Modelle für BC557 und BC547 habe, verwende ich in der Simulation BC557A und BC547A.
Ein Grund für die Assymetrie sind unterschiedliche Großsignal-Stromverstärkungen der Komplementärtransistoren T2 und T1. Komplementärtypen haben betragsmäßig nur "ähnliche", aber nicht unbedingt "gleiche" Daten. Selbst wenn es so wäre, liefern die Fertigungsstreungen unterschiedliche Werte; in den Datenblättern ist immer ein Stromverstärkungsbereich angegeben.
Bei dieser Beschaltung ist beim BC557A B = 199, und beim BC547A ist B = 175. Als Folge erhöht sich die Ausgangsspannung (zwischen R1 und R2) etwas. In meiner Simulation sind es +441 mV.

Willst Du als Last 22Ω (R6) anklemmen? Dann erreichst Du mit dem Ausgangselko eine untere Grenzfrequenz von 153Hz, das ist vielleicht etwas zu hoch für Deine Anwendung.
Jedenfalls müssen die Emitterwiderstände der beiden Endtransistoren wesentlich kleiner als der Lastwiderstand sein, sonst verschenkst Du eine gute Eigenschaft der Gegentaktendstufe: ihren niedrigen Ausgangswiderstand.

Verzerrungen kannst Du mit passender Gegenkopplung begegnen.

Den dynamischen (= wechselspannungsmäßigen) Eingangswiderstand kann man aus der Parallelschaltung der Konstantstromquellen mit dem Eingangswiderstand der Endtransistoren abschätzen. Letzteren errechnet man aus Kleinsignalstromverstärkung (konservativ geschätzt: 100) mal Lastwiderstand. Für die positive Halbwelle sind das ca. 100 * (R1 + R6) = 4,4kΩ.
Die Konstantstromquellen sind hochohmig, ich rechne mit mehreren 100 kΩ. Ihren Anteil kann man vernachlässigen.

Gruß, Frank

Hups, habe gar nicht drauf geachtet, daß Peter geantwortet hat .

[Nachwuchsbastler]

Danke für Eure Antworten!

Zuerst: Der Widerstand am Ausgang mit 22 Ohm ist ein Fehler beim kopieren, das sollen ~10k werden. (damit der Ausgang für DC nicht in der Luft hängt und wegdriften kann)

der Eingangswiderstand des Emitterfolgers ist in etwa der, mit B, in den Eingangskreis transformierte Lastwiderstand. Bei
deiner Schaltung besteht der Lastwiderstand aus dem eigentlichen 22 Ohm RL + dem 22 Ohm Emitterwiderstand. Bei einem
B von 200 wäre der Ri ca. 8,8k. Die Innenwiderstände der Konstantstromquellen kannst du dabei vernachlässigen.

Den dynamischen (= wechselspannungsmäßigen) Eingangswiderstand kann man aus der Parallelschaltung der Konstantstromquellen mit dem Eingangswiderstand der Endtransistoren abschätzen. Letzteren errechnet man aus Kleinsignalstromverstärkung (konservativ geschätzt: 100) mal Lastwiderstand. Für die positive Halbwelle sind das ca. 100 * (R1 + R6) = 4,4kΩ.
Die Konstantstromquellen sind hochohmig, ich rechne mit mehreren 100 kΩ. Ihren Anteil kann man vernachlässigen.

Genau mit den Konstantstromquellen war ich unsicher, ich war nicht sicher ob der Querstrom durch die Dioden Einfluss darauf nimmt. Danke Euch beiden fürs Erklären!
Reicht mir auch völlig, der Kathodenfolger ist ja schon schön niederohmig.

Ungünstig ist die Verwendung eines gepolten Elkos am Ausgang. Wenn deine Emitterfolger korrekt symmetriert ist, kannst
du den Koppelkondensator ohnehin entfallen lassen.

Auch der Elko im Eingang ist nicht wirklich zu empfehlen. - Die HIFI Freaks, besonders diese aus dem Voodoo Cirlcle würden sich
dabei die Haare raufen - sofern noch vorhanden.

Ich bin davon ausgegangen, wenn kein AC über ihm abfällt können keine Verzerrungen entstehen. Deshalb ist der im Vergleich zum realen Lastwiderstand auch so groß. Da die Schaltung aber vermutlich Probleme mit Dem Offset machen wird werde ich eine Folie verwenden. Der Elko am Eingang entfällt weil es ja schon den Koppelkondensator (Wima Folie 20µF) am Ausgang des Kathodenfolgers gibt.

Wenn du die Schaltung simulierst, kannst du auch den Eingangswiderstand ermitteln, indem du einen Widerstand in Reihe zum
Generator legst und dir den Spannungsabfall über diesen anzeigen lässt. Im vorliegenden Fall wären 10k sinnvoll.

Das habe ich versucht, der Strom über ihn war aber stark verzerrt, also nicht Sinusförmig. Ich bin von einem Fehler in der Simulation Ausgegangen, den Werten habe ich nicht vertraut.

Letztlich können meines Wissens auch die Elkos bei den Konstantstromquellen entfallen. Vielleicht melden sich hier noch einige
Experten zu Worte.

Die sollen das Rauschen der LEDs kurzschließen. Die Über den Dioden für die Vorspannungserzeugung sollen eine Art Bootstrapping sein.

ich habe Deine Schaltung auch mal in LTspice aufgebaut. Weil ich keine Modelle für BC557 und BC547 habe, verwende ich in der Simulation BC557A und BC547A.
Ein Grund für die Assymetrie sind unterschiedliche Großsignal-Stromverstärkungen der Komplementärtransistoren T2 und T1. Komplementärtypen haben betragsmäßig nur "ähnliche", aber nicht unbedingt "gleiche" Daten. Selbst wenn es so wäre, liefern die Fertigungsstreungen unterschiedliche Werte; in den Datenblättern ist immer ein Stromverstärkungsbereich angegeben.
Bei dieser Beschaltung ist beim BC557A B = 199, und beim BC547A ist B = 175. Als Folge erhöht sich die Ausgangsspannung (zwischen R1 und R2) etwas. In meiner Simulation sind es +441 mV.

Der Offset würde mich nicht mal stören, ich frage mich nur ob die Schaltung dadurch Klirr generiert. Wobei über die Emitterwiderstände ja eine GK besteht.

Verzerrungen kannst Du mit passender Gegenkopplung begegnen.

Für eine (Spannungs) Gegenkopplung brächte ich noch weitere Stufen oder reicht die GK durch die Emitterwiderstände?

Gruß,
Jan

[Bosk Veld]

Die Verzerrungen des Eingangsstroms sinken, wenn Du ein kleineres Signal anlegst, mit z.B. 100 mV Spitze.

Verringere mal R4 auf 249,68 Ω, dann beträgt die Ausgangsspannung am C3-links noch 2,6 mV, der Ausgang ist praktisch symmetrisch.
Beim jetzigen 10-kΩ-Lastwiderstand steigt der Eingangswiderstand auf ca. 77 kΩ; nun ist der Innenwiderstand der Stromquelle(n) für die Schätzung des Eingangswiderstands nicht mehr vernachlässigbar.

Ein größer Offset erzeugt bei kleinen Aussteuerungen keine zusätzlichen Oberwellen. Bei großen Aussteuerungen natürlich schon, weil ja eine Halbwelle schneller in die Begrenzung kommt.

Die Aussteuergrenze liegt bei einer Eingangsspannung von 2,2 V Spitze. Die Ausgangsspannung ist dann ebenfalls 2,2 V Spitze. Die stärkste Oberwelle liegt nun ca. 80 dB unter dem Nutzsignal, das ist ein sehr guter Wert. Bei 200 mV Spitze sind es noch gut 70 dB, immer noch gut. Daß die Oberwellen hier steigen, liegt vermutlich an den restlichen Übernahmeverzerrungen.
Bei diesen Werten brauchst Du keine Gegenkopplung.

Gruß, Frank

[Nachwuchsbastler]

Danke Frank!

Verringere mal R4 auf 249,68 Ω, dann beträgt die Ausgangsspannung am C3-links noch 2,6 mV, der Ausgang ist praktisch symmetrisch.
Beim jetzigen 10-kΩ-Lastwiderstand steigt der Eingangswiderstand auf ca. 77 kΩ; nun ist der Innenwiderstand der Stromquelle(n) für die Schätzung des Eingangswiderstands nicht mehr vernachlässigbar.

Den Wert von R4 verringere ich einfach und bastle in Serie einen Trimmer, dann kann ich abgleichen.
Wichtig war mir nur das der Lastwiderstand in einem Bereich liegt wo der Kathodenfolger keine Probleme bekommt. Solange der Eingangswiderstand über ~1kOhm liegt ist alles OK.

Die Aussteuergrenze liegt bei einer Eingangsspannung von 2,2 V Spitze. Die Ausgangsspannung ist dann ebenfalls 2,2 V Spitze. Die stärkste Oberwelle liegt nun ca. 80 dB unter dem Nutzsignal, das ist ein sehr guter Wert. Bei 200 mV Spitze sind es noch gut 70 dB, immer noch gut. Daß die Oberwellen hier steigen, liegt vermutlich an den restlichen Übernahmeverzerrungen.
Bei diesen Werten brauchst Du keine Gegenkopplung.

Das reicht mir komplett, die Schaltung davor ist da dominierend. (0,3% THD) Danke fürs simulieren!

lg,
Jan

[Bernhard W]

Guten Abend,

ich bastle im Moment weiterhin an einer Phono Vorstufe nach Dr. Corinth mit umschaltbaren Kennlinien, das Original ist mit ECC808 (Mikrofoniearme ECC83) bestückt. Ich habe stattdessen die Russische 6N2P, welche eine sehr ähnliche Kennlinie besitzt, eingeplant. Die Ausgangsstufe war Original mit einer ECC88 bestückt und Trafosymetrisch, da mir ein unsymetrischer Ausgang reicht habe ich einen Kathodenfolger mit der russischen Version der Spanngitterröhre EC86 gebaut. Der Ausgang ist also schön niederohmig.
...
PS: Damit es besser in die Zeit der Röhren passt werden die Transistoren eher BC107 & BC178. Die sind rauscharm genug dafür und ich habe so viele in meiner Bastelkiste das ich nicht mehr weiß wohin damit.

Hast du keinen Trafo als Ausgangsübetrager?
Dann wird die Ausgangsspannung sehr groß sein und nachfolgende Schaltungsteile leicht zerstören. Außerdem wird das Rauschen sehr laut sein. Die Schaltung (mit Auskopplung an der Anode) benötigt einen Trafo am Ausgang (Spannungs-Übersetztungsverhältnis ca. 20 : 1, d. h. Impedanzverhältnis ca. 400 : 1), die sowohl die Signalspannung, als auch die Rauschspannung herunterteilt.

BC107/177 (und Derivate) enthalten die gleichen Kristalle wie BC547/557 (und Derivate), nur das Gehäuse ist anders.

[Nachwuchsbastler]

Hallo Bernhard,

Hast du keinen Trafo als Ausgangsübetrager?
Dann wird die Ausgangsspannung sehr groß sein und nachfolgende Schaltungsteile leicht zerstören.

Keine Sorge, das ist einkalkuliert. Die erste Triode der Ausgangsstufe mit ECC88 war ursprünglich ein Spannungsverstärker, die nachfolgende Stufe arbeitete auf eine Anodendrossel. Der Übertrager wurde per Koppelkondensator an die Anode bzw. Drossel angebunden und setzte die Spannung wieder herab. Die ganze Ausgangsstufe hatte eine geringe Spannungsverstärkung, diente nur dem Symmetrieren. "Meine" Version hat eine Gesammtverstärkung bei 1khz von 45dB was für ein MM Tonabnehmer genau richtig ist. Der Pegel lässt sich über Trimmer anpassen. So sieht die Schaltung aus:

http://www.s468042819.online.de/Schaltu ... inth_2.gif

Trafosymmetrisch wäre mir ehrlich gesagt auch lieber gewesen, das Problem ist das entsprechend gute Übertrager schon um die 60-100€ pro Stück kosten. Und es stehen keine Technischen Daten dabei, an Originalteile kommt man nicht mehr.

lg,
Jan

[Bernhard W]

Hast du keinen Trafo als Ausgangsübetrager?
Dann wird die Ausgangsspannung sehr groß sein und nachfolgende Schaltungsteile leicht zerstören.

Keine Sorge, das ist einkalkuliert. Die erste Triode der Ausgangsstufe mit ECC88 war ursprünglich ein Spannungsverstärker, die nachfolgende Stufe arbeitete auf eine Anodendrossel. Der Übertrager wurde per Koppelkondensator an die Anode bzw. Drossel angebunden und setzte die Spannung wieder herab. Die ganze Ausgangsstufe hatte eine geringe Spannungsverstärkung, diente nur dem Symmetrieren. "Meine" Version hat eine Gesammtverstärkung bei 1khz von 45dB was für ein MM Tonabnehmer genau richtig ist. Der Pegel lässt sich über Trimmer anpassen...

Trafosymmetrisch wäre mir ehrlich gesagt auch lieber gewesen, das Problem ist das entsprechend gute Übertrager schon um die 60-100€ pro Stück kosten. Und es stehen keine Technischen Daten dabei, an Originalteile kommt man nicht mehr.

Direkt nach dem Einschalten läuft die Anodenspannung auf 100...150 V (je nach Netzteil) und die Katodenfolgerröhre gibt diese Spannung nach kurzer Zeit niederohmig weiter. Ich halte das für ziemlich gewagt.

Die Ausgangsstufe mit V4a und V4b hat eine Spannungsverstärkung von 23 (27 dB) [82 kOhm / 3,6 kOhm + 1 - (Abschlag wegen endlicher Verstärkung von V4)].

Übertrager mit einer Bandbreite von 2 Frequenzdekaden (z. B. 100 Hz ... 10 kHz) sind einfach zu bauen. Will man mehr, wird's tatsächlich aufwändig und das kostet dann auch etwas. Mehr als 3 Dekaden (z. B. 20 Hz ... 20 kHz) geht praktisch nicht mehr.

[Nachwuchsbastler]

Direkt nach dem Einschalten läuft die Anodenspannung auf 100...150 V (je nach Netzteil) und die Katodenfolgerröhre gibt diese Spannung nach kurzer Zeit niederohmig weiter. Ich halte das für ziemlich gewagt.

Da steckt Schaltungstechnische "Intelligenz" dahinter, ein kleiner Timer und ein Signalrelais was den Ausgang nach dem Koppelkondensator hart gegen Masse zieht und erst nach 2 Minuten frei gibt. Für den Fall das die Röhre Kontaktprobleme hat oder im Betrieb defekt geht gibt es 2 Fangdioden, gleiche Beschaltung wie in den meisten OPVs.

Die Ausgangsstufe mit V4a und V4b hat eine Spannungsverstärkung von 23 (27 dB) [82 kOhm / 3,6 kOhm + 1 - (Abschlag wegen endlicher Verstärkung von V4)].

Man darf nicht die "über alles" GK, die gegen die Kathode von V4a geschaltet ist vergessen. Das reduziert die Verstärkung schonmal erheblich. Und wir wissen nicht wie der Übertrager gewickelt ist. (Übersetzungsverhältniss) Ich würde behaupten das Übersetzungsverhältniss ist hoch um einen niederohmigen Ausgang zu bekommen. (damalige Forderung in Tonstudios)

Will man mehr, wird's tatsächlich aufwändig und das kostet dann auch etwas. Mehr als 3 Dekaden (z. B. 20 Hz ... 20 kHz) geht praktisch nicht mehr.

Es gibt Line Übertrager von Lundahl die mit vernachlässigbarer Abweichung (+-0,3dB) 20Hz-60kHz schaffen. Allerdings nur durch Ansteuerung mit negativem Impedanzwandler, das geht mit Röhren nicht so leicht. Und die wissen das sie gute Sachen bauen und lassen sich die Preise vergolden.

[Bernhard W]

Die Ausgangsstufe mit V4a und V4b hat eine Spannungsverstärkung von 23 (27 dB) [82 kOhm / 3,6 kOhm + 1 - (Abschlag wegen endlicher Verstärkung von V4)].

Man darf nicht die "über alles" GK, die gegen die Kathode von V4a geschaltet ist vergessen. Das reduziert die Verstärkung schonmal erheblich.

Genau diese Gegenkopplung stellt die o. g. Verstärkung von 27 dB ein. Der 82-pF-Kondensator begrenzt die Höhen auf ca. 23 kHz bei -3 dB. Weil die Gegenkopplung direkt vom Übertrager-Eingang kommt, ist das Signal dort unverzerrt, fast egal, was die Bauteile inkl. Röhren dazwischen damit anstellen.

Und wir wissen nicht wie der Übertrager gewickelt ist. (Übersetzungsverhältniss) Ich würde behaupten das Übersetzungsverhältniss ist hoch um einen niederohmigen Ausgang zu bekommen. (damalige Forderung in Tonstudios)

Der Übertrager beeinflusst die Verstärkung der Endstufe nicht. Und weil die Gegenkopplung direkt an dessen Eingang ist, ist dieser Punkt relativ niederohmig.
Geschätzte Übersetzungsverhältnisse: siehe weiter vorne.

Will man mehr, wird's tatsächlich aufwändig und das kostet dann auch etwas. Mehr als 3 Dekaden (z. B. 20 Hz ... 20 kHz) geht praktisch nicht mehr.

Es gibt Line Übertrager von Lundahl die mit vernachlässigbarer Abweichung (+-0,3dB) 20Hz-60kHz schaffen. Allerdings nur durch Ansteuerung mit negativem Impedanzwandler, das geht mit Röhren nicht so leicht. Und die wissen das sie gute Sachen bauen und lassen sich die Preise vergolden.

Mit der Bandbreite steigen nicht nur die Bauteil- und Herstellkosten, auch die Entwicklungskosten steigen ziemlich an, die müssen dann auch noch auf relativ geringe Stückzahlen verteilt werden. Und vielleicht werden die fertigen Übetrager dann auch noch selektiert.